前面的文章講述過基于功率MOSFET的漏極特性理解其開關(guān)過程,也討論過開關(guān)電源的PWM及控制芯片內(nèi)部的圖騰驅(qū)動器的特性和柵極電荷的特性,基于上面的這些理論知識,就可以估算功率MOSFET在開關(guān)過程中的開關(guān)損耗。
開關(guān)損耗內(nèi)容將分成二次分別講述開通過程和開通損耗,以及關(guān)斷過程和和關(guān)斷損耗。
功率MOSFET及驅(qū)動的等效電路圖如圖1所示,RG1為功率MOSFET外部串聯(lián)的柵極電阻,RG2為功率MOSFET內(nèi)部的柵極電阻,RG=RUp+RG1+RG2為G極串聯(lián)的總驅(qū)動電阻。
圖1:功率MOSFET驅(qū)動等效電路
實際的應(yīng)用中功率MOSFET所接的負載大多為感性負載,感性負載等效為電流源,因此功率MOSFET的開關(guān)過程基于電流源來討論。
當驅(qū)動信號加在功率MOSFET的柵極時,開通過程分為4個模式(階段),其等效電路如圖2所示。
圖2:功率MOSFET開通過程
圖3:功率MOSFET開通波形
(1)模式M1:t0-t1
起始狀態(tài)從t0時刻開始,當驅(qū)動電壓信號通過電阻加在功率MOSFET的柵極G時,驅(qū)動電壓對G極的電容充電,G極電壓成指數(shù)上升。
MOSFET的漏極和源極所加的電壓VDS為電源電壓VDD,漏極電流ID≈0A。
當VGS電壓達到閾值電壓VTH后,此階段結(jié)束,對應(yīng)時刻為t1,如圖2(a)和圖3所示。
當ID的電流達到電流源的電流值Io、也就是系統(tǒng)的最大電流時,VGS電壓也上升到米勒平臺電壓VGP,此階段結(jié)束,對應(yīng)時刻為t2。
在整個時間段t1~t2過程中,VDS保持電源電壓VDD不變,如圖2(b)和圖3所示。
(3)模式t2-t3
在t2時刻,VGS電壓上升到米勒平臺電壓VGP,ID電流也上升到系統(tǒng)電流最大值。
由于ID的電流不再增加,那么VGS的電壓就要維持不變,而驅(qū)動回路仍然提供著驅(qū)動的電流,試圖迫使VGS的電壓上升,那么只有VDS的電壓開始變化,也就是VDS從VDD電壓開始下降,產(chǎn)生dV/dT的變化,在米勒電容Crss上產(chǎn)生抽取電流,從而保證VGS的電壓不會增加。
ICrss=Crss·dVDS/dT
VDS的變化將驅(qū)動回路的電流全部抽走,從Crss流過,CGS沒有充電的電流,驅(qū)動電流全部流向Crss,VGS的電壓就不再變化,保持不變。
在整個時間段t2~t3內(nèi),器件工作在穩(wěn)定的恒流區(qū),VGS電壓保持恒定VGP不變,ID電流保持恒定,VGS電壓保持一個平臺區(qū),形成有名的米勒平臺,如圖2b(c)和圖3所示,則有:
隨著VDS電壓不斷降低,Crss的電荷被清除,當VDS電壓降到最小值后不再變化,此階段結(jié)束,對應(yīng)時刻為t3。
(4)模式t3-t4
在t3時刻,VDS電壓降到最小值不再改變,所以dVDS/dT為0,dVDS/dT不再通過Crss產(chǎn)生抽取電流,于是驅(qū)動電路的電流將繼續(xù)同時給CGS和Crss充電,如圖2(d)和圖3所示,VGS的電壓按指數(shù)關(guān)系上升,和階段1、2類似,直到VGS電壓達到最高的驅(qū)動VCC,整個開通的過程結(jié)束。
通過圖3的波形可以看到,在整個開通過程的4個階段:t0-t1、t1-t2、t2-t3和t3-t4,t0-t1階段,ID的電流基本上為0,沒有損耗。
t3-t4完全開通,只有導(dǎo)通電阻產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗,沒有開關(guān)損耗。
t1-t2、t2-t3二個階段,電流和電壓產(chǎn)生重疊交越區(qū),因此產(chǎn)生開關(guān)損耗。
同時,t1-t2和t2-t3二個階段工作于線性區(qū),因此功率MOSFET的開通過程中,跨越線性區(qū)是產(chǎn)生開關(guān)損耗的最根本的原因。
這表明:米勒平臺時間在開通損耗中占主導(dǎo)地位,這也是為什么在選擇功率MOSFET的時候,如果關(guān)注開關(guān)損耗,那么就應(yīng)該關(guān)注Crss或QGD,而不僅僅是Ciss和QG。
圖4:功率MOSFET開通損耗
開通損耗沒有考慮在開通過程中,Coss的放電產(chǎn)生的損耗,低壓的應(yīng)用Coss放電產(chǎn)生的損耗可以忽略,而高壓的應(yīng)用中,Coss放電產(chǎn)生的損耗甚至比上面的開通損耗還要大,因此在重點校核。
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